Дипломная работа: Аналоговые перемножители и напряжения

если фазовый сдвиг j достаточно мал.

В этом случае погрешность выделения фазы пропорциональна фазовому сдвигу между каналами. Например, при j = 1о погрешность, отнесенная к максимальному выходному напряжению, составит 1,74 % [3]. Справедливым оказывается и обратное утверждение – погрешность линейности перемножителя порождает дополнительное постоянное напряжение на выходе, которое эквивалентно фазовой погрешности. В лучших зарубежных образцах АП [17, 18] рассогласование фаз между каналами нормируется на частоте 3,58 МГц и составляет 0,2о. В общем случае рассогласование фазочастотных характеристик (ФЧХ) каналов начинает существенно увеличиваться вблизи частоты среза. Коррекцию ФЧХ можно осуществить двумя способами – введением запаздывания в одном из каналов или опережения – в другом. Вводить запаздывание целесообразно в том случае, если частоты среза в каналах отличаются несущественно, чтобы общая полоса пропускания АП изменилась незначительно.

Рис. 5.7. Принципиальная электрическая схема низковольтного АП

на основе элементной базы АБМК НПО «Интеграл»

Таблица 5.1

Характеристики аналоговых перемножителей

Характеристики	Типы аналоговых перемножителей напряжения (производитель)
	AD632А (AD)	AD835AN/AR (AD)	AD834J (AD)	525ПС1 (RUS)	Рис. 5.1 (Пульсар)	Рис. 5.4 (Интеграл)
Коэффициент передачи		мА	мА			мА
Ошибка перемножения, %	±1 (Х и У <10 В)	–	±0,5 (Х и У <1 В)	±1	±0,01	±0,008
Нелинейность по каналу Х, %	±0,4 (Х=20 мВ, У=10 В)	±0,3 (Х=±1В, У=1 В)	±0,5	–	±0,015	±0,01
Нелинейность по каналу У, %	±0,2 (У=20 мВ, Х=10 В)	±0,1 (У=±1В, Х=1 В)	±0,5	–	±0,015	±0,01
Прямое прохождение, f=50 Гц, Х=0 (Y=0), дБ, Y=1 В (Х=1 В)	-80 дБ (-50 дБ)	-46 (-60)	0,2 % (0,1 %) (от масштабной шкалы вых. тока)	-46 (-46)	-76 дБ (-50 дБ)	-80 дБ (-60 дБ)
Полоса пропускания (-3дБ), МГц	1	250	500 (в режиме удвоителя частоты	1	1000	320
Разность фаз между каналами X и У, не более, град (в полосе частот)	–	0,2 (на частоте 3,58 МГц)	–	–	–	±0,1 (до частоты 100 МГц)
Скорость нарастания, В/мкс	20	1000	–	–	–	600
Подавление несущей в режиме балансного смесителя, дБ (частота несущей)	–	-70 (10 МГц) -40 (50 МГц)	-70 (10 МГц) -50 (100 МГц)	-46	-70 (10 МГц) -50 (100 МГц)	-70 (10 МГц) -50 (100 МГц)
Спектральная плотность шума, нВ/Ö`Гц	800	50	16	–	20	12
Максимальное выходное напряжение, В	± 11	Макс. вых. ток 7,5 мА	Макс. вых. ток 8,4 мА	–	±10	Макс. вых. ток 4 мА
Выходное сопротивление, Ом	0,1	–	–	30		–
Максимальное входное напряжение (при заданной линейности), В	±10	±1,4	±1,3	±10	±10	±1
Входной ток, мкА	0,8	10	45	–	40	30
Разность входных токов, мкА	0,1	2	–	–	2	1
Входное сопротивление, МОм	10	0,1	0,025	0,02	0,02	0,025
Напряжение питания, В	± 15	±5	± 4 ¸ ± 9	±15	±15	±5
Потребляемый ток, мА	4	16	11 от +Епит 28 от -Епит	5,6	18	16

В таблице 5.1 приведены параметры аналоговых перемножителей, выпускаемых отечественной и зарубежной промышленностью и разработанных на основе рассмотренных методов. Характеристики разработанных АП получены по результатам моделирования. Статистичекие исследования в среде PSpice, проведенные по методу Монте-Карло и для наихудшего случая для разброса параметров компонентов ± 5 %, показывают, что параметры ухудшаются не более чем в 3 раза.

Особое место в ряду рассматриваемых АП занимают перемножители для очень низкого напряжения питания не более ± 1,5 В. В этом случае на возможность использования линеаризующих цепей накладываются ограничения по синфазному сигналу. Так, если в качестве базовой взять схему АП, приведенную на рисунке 2.2, допустимый диапазон изменения сигнала на входах можно определить следующим образом.

Диапазон допустимого синфазного сигнала для различных полярностей сигнала Х:

– для положительной полярности

– для отрицательной полярности

,

где UИТ – падение напряжения на источнике тока I0, поэтому меньшее по абсолютной величине значение и будет определять допустимый синфазный диапазон входного напряжения.

Допустимое синфазное напряжение для входа Y также различно для положительной и отрицательной полярности напряжения UY:

– для отрицательной полярности

– для положительной полярности

.

Для обеспечения максимально возможного диапазона линейного изменения выходного напряжения необходимо выполнить условие:

Легко показать, что при напряжениях питания ±15 В и токе I0 = 0,5 – 2 мА реально обеспечить возможность работать с напряжениями  но при низких напряжениях питания (например, ±5 В) эти напряжения не могут быть больше 1-2 В, а при напряжении питания ±1,5 всего лишь 50-100 мВ.

При построении перемножителей напряжения на основе транзисторов, выполненных по технологии SiGe (кремний на германии) [20], имеющих, как правило, очень низкое пробивное напряжение, проблема применения линеаризующих цепей стоит наиболее остро. Очевидно, что применение линеаризации в ПНТ требует увеличения напряжения питания на один-два перехода база-эмиттер, что не всегда допустимо.

При исследовании АП, выполненного на основе транзисторов SGB25 (npnVp) [20] с максимальным напряжением UКЭ< 3 В по схеме АП (рис. 2.2), были получены следующие результаты.

Линейность перемножителя оценивалась следующим образом. На один из входов, например Y, подавалось постоянное напряжение, а на вход X – изменяющееся в заданном диапазоне. Изменяющееся напряжение подается дифференциально, а оценка линейности производится следующим образом:

 %,

где UВЫХ – парафазное выходное напряжение перемножителя; UХ – дифференциальное входное напряжение, К – масштабный коэффициент перемножителя.

Результаты моделирования (в среде Cadence) при UY = 100 мВ и UX= ± 100 мВ и RН = 50 Ом приведены на рисунке 5.8. Максимальное выходное напряжение составляет 22 мВ, что соответствует масштабному коэффициенту преобразования К = 4,5. Отклонение от линейности составляет ± 0,022 %. Столь высокая линейность объясняется полной симметрией схемы и взаимной компенсацией нелинейности преобразования разности напряжений база-эмиттер и напряжения коллектор-база (напряжение коллектор-база транзисторов при питании от ±1,5 В становится отрицательным при UX > 80 мВ, однако сохраняется активный режим работы транзистора – без насыщения).

На рисунке 5.9 представлены графики, характеризующие частотные свойства перемножителя. Полоса пропускания перемножителя по уровню –3дБ составляет 25 ГГц (при частоте fT = 80 ГГц).

Как уже отмечалось, проблема построения высоколинейного перемножителя для низковольтных питающих напряжений достаточно сложна. Обычно цепи компенсации, повышающие линейность перемножителя, тем или иным способом измеряют ток в преобразователе «напряжение-ток» и формируют компенсирующее воздействие. В этом случае, как правило, требуется последовательное включение в цепи коллекторов дополнительных диодов, что потребует повышения питающих напряжений [6]. На рисунке 2.9 представлена схема балансного смесителя, способная работать при напряжении питания не более 3UБЭ. Линейность этой схемы можно оценить с помощью выражений (2.1) и (2.3), а крутизну преобразования – с помощью выражений (5.1) и (5.2):

Рис. 5.8. График изменения выходного напряжения перемножителя

(кривая 1) и отклонение от линейности в % (кривая 2), выполненного

по схеме (рис. 2.2) на транзисторах типа SGB25

Рис. 5.9. АЧХ и ФЧХ перемножителя по схеме (рис. 2.2)

на транзисторах типа SGB25

 (5.1)

 (5.2)

Рис. 5.10. Низковольтный балансный смеситель

Рис. 5.11. График изменения выходного напряжения смесителя (1)

и отклонение от линейности в % (2) при входном сигнале 50 мВ

Рис. 5.12. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2) смесителя

Линейность смесителя оценивалась по той же методике, что и линейность перемножителя при уровне входного сигнала 50 мВ. Как и следовало ожидать, нелинейность весьма высока и превышает 6 %.

Логарифмические АЧХ и ФЧХ сняты при управляющем воздействии 175 мВ, при этом частота среза составила 24,7 ГГц при RН = 50 Ом.

Балансный смеситель, схема которого представлена на рисунке 5.10, обладает низким диапазоном входного сигнала при заданной линейности – не более 50 мВ. Проблему линеаризации такого смесителя и, по сути, превращения его в линейный перемножитель можно решить следующим образом. Как и в случае с перемножителем на основе множительного ядра Джильберта линеаризацию передаточной характеристики дифференциального каскада можно осуществить логарифмированием входного сигнала (рис. 5.13). Причем каналы X и Y в этом случае остаются абсолютно симметричны, и длина электрического пути для сигналов UX и UY одинакова.

Рис. 5.13. Схема перемножителя, полученная модифицированием схемы балансного смесителя

Результаты моделирования схемы АП (рис. 5.13) представлены на рисунках 5.14–5.15.

Рис. 5.14. Отклонение от линейности линеаризованного смесителя (в %)

Рис. 5.15. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2)

линеаризованного смесителя

Отклонение от линейности линеаризованного смесителя не превышает 0,7 % при входном напряжении 100 мВ.

Полоса пропускания по уровню -3 дБ составляет 46 ГГц. Столь большой выигрыш в полосе пропускания схемы (рис. 5.13) объясняется тем, что множительное ядро работает при токах, соответствующих максимуму частотных свойств применяемых транзисторов. Токи входных логарифмирующих каскадов выбраны достаточно большими, чтобы выполнялось условие:

.

Проблема, которая требует решения при использовании низковольтных транзисторов SiGe, – это переход к одиночному (не парафазному) выходу. В этом случае должны быть использованы транзисторы p-n-p-типа, а их свойства на порядок хуже, чем свойства транзисторов SiGe n-p-n-типа.

Полученные результаты показывают, что возможности современной аналоговой микросхемотехники позволяют значительно уменьшить, а в ряде случаев и минимизировать влияние технологических погрешностей аналоговых компонентов на характеристики и параметры перемножителей.

Выводы и рекомендации

1. Наиболее существенная погрешность АП обусловлена нелинейностью преобразователей напряжение-ток, объемными сопротивлениями баз транзисторов и изменениями температуры.

Погрешности, обусловленные технологическим рассогласованием характеристик транзисторов, могут быть скомпенсированы в процессе настройки (балансировки) схемы при проектировании и изготовлении устройства на основе АП, для чего корпус микросхемы должен содержать дополнительные выводы.

2. Для снижения погрешности преобразования «напряжение-ток» наиболее целесообразно использовать методы параметрической компенсации влияния режимно зависимых параметров транзисторов.

Предложенный в работе метод оценки погрешности ПНТ удобен как при получении аналитических выражений, так и при моделировании.

3. Необходимо согласовывать объемные сопротивления баз транзисторов множительного ядра перемножителя и экспандера (логарифмирующих диодов).

4. Для компенсации влияния температурных изменений необходимо в процессе моделирования оценить температурный дрейф погрешности перемножения в %/К, затем построить источники тока с необходимым температурным дрейфом для компенсации изменения масштабного коэффициента перемножителя.

5. Коррекцию фазовой идентичности каналов перемножителя можно осуществить подключением RC-цепей параллельно масштабным резисторам преобразователей «напряжение-ток», для чего необходимо предусмотреть соответствующие выводы корпуса интегральной микросхемы.

Проведенный анализ и предлагаемые схемотехнические решения показывают, что на основе интегральной технологии могут быть построены прецизионные четырехквадрантные перемножители, по ряду своих характеристик превосходящие лучшие зарубежные образцы, которые могут найти применение как в радиотехнических устройствах, так и системах автоматики.

Полученные результаты показывают, что возможности современной аналоговой микросхемотехники позволяют значительно уменьшить, а в ряде случаев и минимизировать влияние технологических погрешностей аналоговых компонентов на характеристики и параметры перемножителей.

Библиографический список

1.       Аналоговые и цифровые интегральные схемы: справочник / С.В. Якубовский [и др., всего семь человек]; под ред. С.В. Якубовского. – М.: Сов. Радио, 2008. – 336 с., –ил.

2.       Тимонтеев, В.Н.. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре / В.Н. Тимонтеев, Л.М. Величко, В.А. Ткаченко. – М.: Радио и связь, 2009.

3.       Старченко, Е.И. Аналоговые перемножители напряжения со стабильной фазовой характеристикой / Е.И. Старченко, А.Д. Щекин // Международный НТЖ «Электроника и связь». – Киев, 2007. 14. – С. 117–122.

4.       Херпи, М. Аналоговые интегральные схемы / М. Херпи; пер. с англ. – М.: Радио и связь, 2007.

5.       Henn, C. New Ultra High-Speed Circuit Techniques with Analog ICs / Christian Henn // Burr-Brown International GmbH. – Burr-Brown Corporation, AB-183. Printed in U.S.A. May, 2008.

6.       Старченко, Е.И. Принципы проектирования низковольтных прецизионных аналоговых перемножителей напряжения [Текст] / Е.И. Старченко // Альтернативные естественно возобновляющиеся источники энергии и энергосберегающие технологии, экологическая безопасность регионов: Выездная сессия Секции энергетики Отделения энергетики, машиностроения и процессов управления РАН: Материалы сессии, Ессентуки, 12–15 апреля 2007. В 2-х ч. Ч. 2 / под ред. Я.Б. Данилевича. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007. – С. 155–163.

7.       Starchenko, E.I. Low-Voltage Precision Analogue Multiplier with wide Frequency Range/ E.I. Starchenko, O.V. Dvornikov, D.I. Shchyokin. – (электронный ресурс) – 2nd IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communications. Moscow, 2009 (156.pdf).

8.       Шац, С.Я. Элементы теории операционных усилителей. Ч. 2 / С.Я. Шац, В.Ф. Ламекин, А.Н. Майборода // Зарубежная радиоэлектроника. – 2008. – № 2. – С. 97–116.

9.       Pat. 4,322,688 US. Cascode Fid-Forward amplifier / Kennet G. Schltzhauer, 2008.

10.    Пат. № 2287892, Российская Федерация, МПК 7 H0 3А 3/45. Преобразователь напряжение-ток / Е.И. Старченко, А.И. Гавлицкий; заявитель и патентообладатель – Южно-Рос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2005114551/09 (016692); заявл. 13.05.06 г., опубл. 20.11.08, Бюл. № 32. – 6 с.: ил.

11.    Henn, Christian. Current or voltage feedback: the choice is yours with the new, flexible, wide-band operational amplifier OPA622/ Christian Henn, Andreas Sibrai. – AN-186-Burr-Brown Corporation, October, 2008.

12.    Разевиг, В.Д. Система сквозного проектирования электронных устройств DesigLab 8.0 / В.Д. Разевиг. – М.: Солон-Р, 2008. – 704 с.: ил. – (Серия «Системы проектирования»).

13.    Дворников, О.В. Аналоговый биполярно-полевой БМК с расширенными функциональными возможностями / О.В. Дворников, В.А. Чеховской // Chip News. – № 2. 2008. – С. 21–23.

14.    Prokopenko, N.N. Method of rising the upper level frequency limit of wide-band amplifier / N.N. Prokopenko, E.I. Starchenko // 1st IEEE International Conference on Circuit and System for Communication. – St. Pe-tersburg, 2007. – Рp. 24–27.

15.    Литюк, В.И. Особенности анализа помехоустойчивых узкополосных систем передачи информации / В.И. Литюк; под ред. Н.Н. Прокопенко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники. Сборник материалов V международного научно-практического семинара. –Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2008. – С. 24–27.

16.    Крутчинский, С.Г. Прецизионные перестраиваемые каналообразующие фильтры диагностических комплексов / С.Г. Крутчинский, Е.И. Старченко // Известия ТРТУ. Тематический выпуск «Актуальные проблемы производства и потребления электроэнергии». Таганрог: Изд-во ТРТУ, 2007. – № 11(55). – С. 153–160.

17.    Henn, C. New Ultra High-Speed Circuit Techniques with Analog ICs / Christian Henn, Burr-Brown International GmbH. – Burr-Brown Corporation, AB-183. Printed in U.S.A. May, 2008.

18.    Real-Time Analog Computational Unit(ACU). AN AD538 / http://www.analog.com. Analog Devices, Inc, 2009.

19.    Старченко, Е.И. Схемотехника мостовых прецизионных преобразователей напряжение-ток / Е.И. Старченко, А.И. Гавлицкий; под ред. Н.Н. Прокопенко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов V Международного научно-практического семинара. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007. – С. 54–59.

20.    Gomeniuk, Y.V. Properties of SiGe/Si heterostructures fabricated by ion implantation technique / Y.V. Gomeniuk, V.S. Lysenko, I.N. Osiyuk, I.P. Tyagulski, et al.// Semiconductor Physics, Quantum Electronics and Optoelectronics. – 2008. – № 3. – P. 74–80. Engl. Il.: 8. Ref.: 16.